Джиттер. Теория. Часть 3

Оглавление:

• Часть 1. Введение, виды джиттера, измерения джиттера
• Часть 2. Джиттер цифрового звукового интерфейса (S/PDIF, AES/EBU)
• Часть 3. Джиттер при семплировании (ЦАП, АЦП, ASRC)

Джиттер при семплировании

Джиттером при семплировании или джиттером семплинга (sampling jitter) называют смещение во времени моментов квантования в процессе оцифровки в АЦП, при преобразовании в аналог в ЦАП или в асинхронных преобразователях частоты дискретизации (ASRC). В первых двух случаях джиттер главным образом связан с несовершенством тактового сигнала, задающего моменты семплирования (sample clock signal). Для ASRC неточность определяется погрешностью вычислений при определении значения в новый момент времени. Тактовый генератор в таком случае становится виртуальным.

Джиттер семплинга и внешний клок

Рассмотрим примеры, когда тактовый сигнал берется от внешнего источника. В цифровых магнитофонах и процессорах окружающего звука, задающий сигнал для семплирования выделяется из входного цифрового потока. В других случаях сигнал семплирования АЦП синхронизуется с внешним сигналом или перетактовывается от другого референсного клока через асинхронные конверторы частоты семплирования (ASRC).

Джиттер этого внешнего источника можно увидеть, измерить и описать. Однако это не джиттер семплинга. Внешний источник может внести вклад в джиттер семплинга, но этот вклад зависит от свойств цепи восстановления клока (или алгоритма пересчета) между внешним источником и реальным сигналом, задающим моменты семплирования. То есть от собственного джиттера, цепи подавления джиттера и различных нелинейных проявлений.

Временная область

Для начала посмотрим на джиттер семплинга во временной области.

Влияние взятия значения сигнала в неправильный момент времени можно достаточно просто оценить вносимой амплитудной ошибкой. Любой сигнал, не являющийся постоянным током, изменяется во времени. Таким образом ошибки моментов семплирования приведут к неправильным значениям амплитуды. Как показано на графике 13, ошибки значений амплитуды пропорциональны скорости изменения или наклону звукового сигнала. Наибольшие ошибки наблюдаются для сигналов большой частоты и амлитуды.

График 14 показывает результат воздействия случайного джиттера семплинга на чистый тон, который имеет среднеквадратичное значение амлитуды 2 В и частоту 1 кГц. Сигнал ошибки посчитан при влиянии случайного джиттера с распределением Гаусса с амплитудой 10 нс (rms). Моделирование сигналов с этими параметрами дало график ошибки для каждого семпла в при частоте дискретизации 176.4 кГц, которая отражает работу ЦАП с 4-х кратным оверсемплингом, например, в CD-плеере.

Отметим, как интермодулируют сигнал ошибки и тон сигнала. Ошибка от джиттера пропорциональна наклону сигнала. В результате минимум ошибки находится в пике сигнала, где наклон - горизонтальный.

Среднеквадратичное (rms) значение ошибки, вычисленное моделировнием, составляет 124 мкВ rms, или –84 дБ относительно амплитуды тона. По причине частоты дискретизации 176.4 кГц, сигнал ошибки довольно равномерно распределен в полосе 88.2 кГц. Если перенести это на номинальную полосу звуковых частот 20 кГц, уровень шума будет равен 60 мкВ (rms), что составляет 90.5 дБ относительно уровня тона исходного сигнала.

Такой метод анализа воздействия джиттера можно использовать для оценки приемлемого уровня джиттера любого вида. Несложно вычислить такой уровень джиттера, который, в наихудшем случае, приведет к ошибке, равной интервалу квантования амплитуды. Рассмотрим, например, наихудший случай полноамплитудного синуса 20 кГц при 16 битах. Максимальный наклон:

2 · p · F · A = 4.1 LSB / нс
где  F = 20 кГц, частота сигнала;
A = 2¹⁵ = 32768 LSB - пиковое значение аплитуды сигнала.

Из этого следует, что пиковый уровень джиттера не должен превышать 244 пс. Но этот предел, скорее, условный (амплитуда 1 LSB не представляет чего-то особенного) и не имеет отношения к слышимости ошибки, что зависит от спектрального состава сигнала ошибки.

Частотная область

Другой подход к оценке влияния джиттера заключается в рассмотрении его как процесса модуляции сигнала и анализе частотных составляющих. Математически есть простая связь между спектральными компонентами джиттера и спектром звукового сигнала.

Если сигнал засемплирован с ошибками моментов времени оцифровки, влияние проявится в модуляции сигнала по времени. Математически это можно записать в виде формулы 1. Выходной сигнал v(t) является смещеным по времени входным сигналом, изменение и есть джиттер.

Можно проанализировать результат, рассматривая синусоидальный джиттер частоты ω_j и пиковую амплитуду J.

Предположим, входной сигнал - синусоидальное колебание.

Тогда, формулы можно объединить и перегруппировать так:

Амплитуда джиттера (обычно менее 10 нс) намного меньше, чем период сигнала (кооторый обычно выше 40000 нс). Результат небольшой модуляции сам по себе мал, и для таких случаев мы можем применить приближение для малых значений угла:

Используя это, формула 4 становится следующей:

Таким образом выходной сигнал содержит входной сигнал плюс два компонента с частотами, смещенными от частоты сигнала на частоту джиттера, а их амплитуды зависят от значений амплитуд джиттера и основного сигнала. Этот результат можно использовать для оценки потенциальной слышимости продуктов модуляции вследствии джиттера.

График 15 иллюстрирует данный эффект на реальном сигнале. Входной сигнал 10 кГц, джиттер - 3 кГц. Две составляющих сигнала, смещенных на 3 кГц от основного, располагаются выше и ниже по спектру. На графике также есть "юбка" вблизи 10 кГц. Этот эффект обусловлен небольшим низкочастотным шумовым джиттером в данном конкретном случае.

Отношение сигнала к каждому отдельному боковому довеску, в дБ:

Таков результат воздействия синусоидальных компонент джиттера. Используя анализ Фурье, более сложные сигналы могут быть разложены на синусоидальные компоненты, к которым может быть применена эта формула.

Для удобства формулу можно преобразовать сложением уровней обеих боковых полос для вычисления суммарной ошибки и, используя rms значение уровня джиттера J_n в наносекундах и частоты f_i в кГц, получаем:

Влияние архитектуры АЦП/ЦАП

Влияние джиттера на конверторы может быть сложнее, нежели просто временная модуляция сигнала, описанная выше. Вместе с полезным сигналом могут семплироваться и другие сигналы (например, ультразвуковые шумы, возникающие в низкоразрядных конверторах с нойзшейпингом). В некоторых случаях имеют место и дополнительные модуляционные процессы.

Конверторы с оверсемплингом

Конверторы с оверсемплингом оперируют с семплами на намного больших частотах, чем требует оцифровываемая полоса. Коэффициент оверсемплинга обычно лежит в пределах от 2х до 256х. При высоких коэффициентах используется нойзшейпинг, очень важная технология, обеспечивающая низкие затраты для преобразования высокого разрешения. (Нойзшейпинг может давать свой побочный эффект, о чем будет написано далее.)

Так как джиттер распределен по всей полосе до половины частоты семплирования, джиттер в конверторах с оверсемплингом распространяется в большей полосе, чем обычно. Ошибка, вызванная джиттером, также распределена в большей полосе.

Проиллюстрируем это: предположим, сигнал 1 кГц был оцифрован с 1 нс равномерным по спектру шумоподобным джиттером. По подсчетам, это даст ошибку с уровнем 104 дБ ниже полезного сигнала. Значение этой ошибки останется тем же, вне зависимости от частоты дискретизации конвертора.

В ЦАП с 4-х кратным оверсемплингом ошибка будет лежать во вчетверо большем частотном диапазоне по сравнению с конверторами без оверсемплинга. В аудиоаппаратуре нас, конечно, интересует дипазон исключительно 20 Гц - 20 кГц, так что мощность сигнала ошибки в этом диапазоне уменьшается вчетверо. Четверть мощности означает половину по уровню, в результате ошибка ниже на 6 дБ, по сравнению с конверторами без оверсемплинга.

Однако джиттер редко распределен равномерно. Обычно имеются доминирующие низкочастотные компоненты, по причине типичного распределения фазовых шумов генераторов, а также из-за фильтрации высокочастотных составляющих в цепях восстановления клока. Оверсемплинг не снизит эффект такого низкочастотного джиттера.

Вызванные джиттером гармоники в конвертерах с нойз-шейпингом

Обратим внимание на интересное явление. В однобитных конверторах с нойз-шейпингом можно наблюдать тоны с очень низким уровнем. Для наблюдения явления использовался ЦАП без использования технологий уменьшения джиттера - просто ГУН на кварце, для гарантии низкого значения джиттера задающего генератора. Упомянутые тоны возникали вследствии модуляции управляющего напряжения ГУН. Однако они исчезали при использовании в пост-фильтре ОУ с бОльшим быстродействием и меньшими искажениями. Очевидно, эффект был вызван нелинейностью в менее качественных ОУ, отчего ультразвуковые шумы от джиттера завернулись в слышимую область при демодуляции. (Данная модуляция ближе к фазовой, нежели амплитудной модуляции. Это приводит к асимметрии верхней и нижней паразитных боковых полос. Модуляция джиттера приводит к появлению боковых полос в противофазе. Если они имеют равную амплитуду, то взаимно подавляются при демодуляции.)

Обычно джиттер не производит паразитные тоны в отсутствии сигнала. Модулированные боковые полосы могут давать гармоники, если джиттер синусоидальный, но они обязательно являются боковыми полосами модулированного сигнала.

Нойз-шейпинг и однобитные преобразователи

Для высоких значений коэффициента оверсемплинга количество бит уменьшено, а шумы квантования вытесняются за пределы звуковой полосы. Эта технология имеет множество преимуществ, но производит ультразвуковой шум. Уровень этого шума зависит от интервала квантования. Для однобитных преобразователей шум равен полной амплитуде сигнала.

Джиттер воздействует на ультразвуковые шумы так же, как на полезный сигнал. Продукты модуляции могут попасть в звуковой диапазон, а так как ультразвуковые шумы присутствуют даже в случае низкого уровня сигнала, вытеснение шумов в неслышимую область (нойз-шейпинг) теряет все преимущества. Этот эффект дает рост собственных шумов и, таким образом, снижение динамического диапазона конвертора.

Для количественной иллюстрации проблемы рассмотрим ультразвуковой шум, произведенный в дельта-сигма преобразователе (не важно, АЦП или ЦАП) в режиме 48 кГц с 64-кратным оверсемплингом. Этот ультразвуковой шум расположен выше звуковой области и длится до половины частоты дискретизации, 1.5 МГц. Для 1 нс джиттера следующая формула показывает приблизительное значение эффектов модуляции:

Так как этот шум располагается в диапазоне до 1.5 МГц, его уровень в звуковой области будет меньше указанного. В случае равномерного по спектру джиттера он будет приблизительно на 20 дБ меньше, а в случае распределения 1 / f падение увеличится до 40 дБ. Оставшийся шумовой порог на спектре составит -84 дБ по абсолютному значению.

Снижение подверженности джиттеру дельта-сигма преобразователей

Большинство имеющихся в продаже дельта-сигма преобразователей не имеют подверженности джиттеру, подобной описанной выше. Почему так происходит?

Мы выяснили, что можно значительно снизить воздействие джиттера в ультразвуковой области, где шум квантования имеет высокий уровень, посредством фильтрации шума до квантования. Для этого имеется несколько технологий:

Фильтры на переключаемых конденсаторах

Семплирование или ресемплирование происходит при переходе от пространства непрерывного сигнала в пространство оцифрованного сигнала. Это не обязательно означает преобразование между аналогом и цифрой. Фильтр на переключаемых конденсаторах работает как раз в пространстве оцифрованного сигнала (sampled signal domain).

В дельта-сигма АЦП, ультразвуковой шум квантования используются в модуляторе для обратной связи. Этот шум можно оставить в пространстве оцифрованного сигнала, если аналоговые фильтры модулятора выполнены на переключаемых конденсаторах.

В дельта-сигма ЦАП, ультразвуковой шум ЦАП также может быть подавлен фильтром на переключаемых конденсаторах. (см. Нев Сач, Джефри Скот, T. Танака, T.
Сугимото, C. Кубомура "18-битные стерео ЦАП с встроенными цифровыми и аналоговыми фильтрами", 91-я Конвенция AES)

Мультибитные преобразователи с нойз-шейпингом

Так как интегрированные фильтры на переключаемых конденсаторах должны быть достаточно громоздкими для хороших показателей по шуму, была найдена альтернатива. Увеличение числа уровней квантизатора снижает шум кванования в модуляторе. Снижение происходит пропорционально. Например, Analog Devices AD1855 имеет 64-х уровневый модулятор и не использует фильтры на переключаемых конденсаторах. (см. Роберт Адамс, Хём Нгуен, Карл Свитленд "112 дБ сигнал/шум ЦАП с оверсемплингом с сегментированным кодированием с нойзшейпингом’, публикация 4774 на 106-й Конвенции AES)

Амплитудная модуляция, вызванная джиттером

Есть ещё один метод решения в отношении высокой чувствительности к джиттеру из-за модуляции ультразвуковых шумов квантования. Речь о комбинации временной и амплитудной модуляции.

Обычно ЦАП имеет выход по току или по напряжению, что не зависит от частоты дискретизации. Однако ЦАП использует, скорее, часть заряда на каждый семпл, нежели ток или напряжение, поэтому ток увеличивается с ростом частоты. В этих условиях джиттер при семплировании производит эффект амплитудной модуляции, объединенный с временной модуляцией в положительном смысле.

С этим типом ЦАП, джиттер произведет эффект амплитудной модуляции на выходе (см. Джулиан Данн, "Джитер и измерения качества цифрового аудио", публикация Конференция AES в Великобритании):

Эта амплитудная модуляция объединяется с чистым джиттером. В результате получается:

Боковые полосы этой комбинации теперь масштабируются с частотами (ω_i - ω_j) и (ω_i + ω_j), а не с модулируемой частотой ω_i. Так как разностные частоты разбросаны намного дальше, это снижает влияние джиттера на звуковую область в той же мере, в какой ультразвуковые компоненты отстоят от звуковой области.

Этот метод снижения влияния джиттера от модуляции ультразвукового шума в звуковой диапазон приблизительно пропорционален коэффициенту оверсемплинга, например 256:1.

Джиттер семплинга в преобразователях частоты дискретизации

Преобразователи частоты дискретизации (SRC) используются для конвертации сигнала из одной частоты семплирования в другую.

Преобразование включает интерполяцию между точками семплирования входного потока для получения значений в новых точках. Когда две частоты дискретизации имеют целочисленный множитель, новые значения могут быть найдены без погрешности. В этом случае преобразование можно сделать без джиттера, но вход и выход нужно синхронизировать.

Для примера при переводе из 44.1 кГц в 96 кГц, можно использовать соотношение 320/147. Тайминг выходного потока может браться из входного, так каждые 147 входных семплов соответствуют 320 выходных.

Коэффициенты интерполяционного фильтра могут вычисляться исходя из этого точного отношения. Этот тип SRC называют синхронным преобразованием частоты дискретизации (SSRC).

Зачастую выходная частота не может быть привязана к входной. Помимо этого, некоторое оборудование разработано для обеспечения гибкого произвольного соотношения между входом и выходом. В этих случаях преобразование более сложно. Оно включает в себя алгоритм, отслеживающий соотношение между входом и выходом, основываясь на текущем времени поступления семпла. Этот вид SRC называют асинхронным преобразователем частоты дискретизации (ASRC).

Виртуальное временное разрешение

Алгоритм, вычисляющий временное соотношение в ASRC, берет за вход тайминг клока одного из потоков и измеряет с помощью более высокой частоты коэффициент по отношению к другому потоку. Джиттер при измерении зависит от разрешения измеряющего клока.

Предположим, что при конвертации из 48 кГц в 96 кГц измеряющий клок работает на частоте 256х96 кГц. В этом случае амплитуда джиттера составляет 40 нс уже заложена в алгоритм отслеживания времени. Этот потенциальный источник джиттера квантизации может иметь четкие спектральные компоненты: если клок сигнала 48 кГц на 5 миллионных долей ниже, а частота 256 X 96 кГц на 6 милионных ниже, в этом случае 40 нс джиттер будет выглядеть в форме пилы с частотой примерно 25 Гц (256 X 96 кГц X (6-5)).

Харктеристика подавления виртуального джиттера

Алгоритм определения таймингов ASRC имеет свою характеристику подавления джиттера, которую можно смоделировать как НЧ-фильтр с определенной частотой среза. Однако, так как это числовой процесс, если устройство имеет достаточное математическое резрешение, частота среза может быть установлена в очень низкое значение. Это одначает потенциальную способность ASRC к высокому подавлению джиттера.

Так как ASRC становятся дешевыми, передискретизация выглядит как экономичное решение для подавления джиттера в ЦАП. Выходная частота может браться от низкоджиттерного кварцевого генератора, а входные данные могут быть преобразованы в эту частоту в ASRC. Измерение клока перед ЦАП может выявить снижение джиттера.

Однако необходимо произвести пересчет внутри ASRC. Так как джиттер ASRC - это чистое отклонение числового значения в алгоритме, его нельзя измерить напрямую. Но можно проследить эффект от этого на высоких частотах, подав на устройство цифровой ВЧ-тон.

Передаточная функция джиттера семплирования

Зачастую удобно выявить показатели джиттера устройства, будь то АЦП, ЦАП или ASRC, посредством передаточной функции, что позволяет проследить влияние на звуковой сигнал. Для ASRC это, вероятно, единственный метод.

График 19 показывает частотный спектр выхода ЦАП при подаче 12 кГц синусоидального сигнала амплитудой -3 дБ. В качестве опорного сигнала для ЦАП был взят сигнал цифрового интерфейса. Воздействие широкополосного джиттера привело к повышению шумового порога равномерно во всей полосе частот.

Подавление джиттера не имеет ровный частотный отклик. Так как наводимый джиттер равномерен, и модуляция от джиттера также равномерна. Можно решить, что в этом случае нет подавления джиттера.

Но тест аналогового тракта System Two показал, что невзвешенный сигнал/шум составляет 96 дБ без влияния джиттера и 80 дБ в его присутствии. Отсюда следует, что джиттер воздействует до +10 кГц и -12кГц смещение составляет 1.32 нс RMS, или 12 пс/Гц^1/2.

Более точное измерение можно произвести при воздействии синусоидального джиттера.

Это хорошо показывает график 20. Сигнал ошибки — в основном, это боковые полосы — на 71.4 дБ ниже тестового тона. Вычисляя по формулам, получаем значение джиттера 3.5 нс. Именно это значение джиттера воздействовало на цифровой сигнал. Это означает, что на 5 кГц подавление джиттера отсутствует, весь джиттер интерфейса преобразовался в джиттер семплинга ЦАП. (Юбка около 12 кГц — это низкочастотный шум генератора джиттера)

В качестве примера того, как может меняться результат, те же тесты были повторно проведены с другим устройствой. График спектра 21 показывает, что 5 кГц боковые полосы значительно ниже в сравнении со спектром 19, а высокочастотные компоненты от широкополосного джиттера снижены по сравнению с графиком 20.

Примечание

Широкополосные компоненты на графике 21 в действительности больше уровнем там, где джиттер недостаточно подавляется, на низких частотах, что ближе к 12 кГц тону. Видимый джиттер семплинга увеличивается в сравнении с ранними результатами, но не вследствие усиления джиттера. Широкополосный джиттер взаимодействует с приемником цифрового сигнала и цепью восстановления клока. Если, например, цепь восстановления клока использует тактовый сигнал 48 кГц от приемника, а джиттер имеет полосу 200 кГц, то джиттер в области 24 кГц - 200 кГц заворачивается в диапазон 0 - 24 кГц. Это увеличивает плотность шума джиттера в диапазоне 24 кГц на 10 log (200 / 24) = 9.2 дБ.

На графике имеется значительный низкочастотный джиттер даже без добавления джиттера от интерфейса, и в случае добавление синусоидального низкочастотный джиттер ещё более увеличивается. Этот эффект нельзя объяснить линейной передаточной функцией джиттера, это собственный низкочастотный джиттер. Рост джиттера при подаче синусодидального джиттера 5 кГц возможен вследствие низкочастотного шума генератора джиттера, который использовался для моделирования.

Подверженность джиттеру семплинга / джиттеру данных

J-test является тестом для цифрового AES3 сигнала, созданный для максимизации взаимного влияния данных и в то же время обеспечения высокоуровневого основного тона. Этот тест моделирует наихудший случай влияния джиттера данных.

Сигнал состоит из двух составляющих, первая - меандр без дизеринга с периодом 4 семпла. Циклическая последовательность в шестнадцатеричной системе следующая:

После преобразования в аналог при частоте 48 кГц этот сигнал станет синусоидой с амплитудой -3.01 дБ и частотой 12 кГц. (Хотя это выглядит как меандр с амплитудой -6.01 дБ, в корректно ограниченной по спектру системе значения четко означают синусоиду -3.01 дБ)

Вторая составляющая сигнала - 24-битный меандр амплитудой младший значащий бит. Чередуются следующие значения:

Этот меандр повторяется на низкой частоте. Частота не столь важна, но для 48 кГц обычно используют 250 Гц, что делает сигнал синхронным с блоком данных в AES3 из 192 семплов.

В итоге все сигналы соединяются в следующий цикл 24-битных значений длительностью 192-семплов:

Это низкочастотное взаимное чередование в значениях 22 битов производит компоненты джиттера на 250 Гц и на нечетных гармониках этой частоты. График спектра 22, полученный с помощью Audio Precision System Two, иллюстрирует это (здесь используется 384-семпловая версия сигнала с низкой частотой 125 Гц). Межсимвольная интерференция вызвана моделированием прохождения сигнала по кабелю. Надо учитывать, что ось амплитуды на графике откалибрована в секундах rms. Тест производился на 48 кГц. Компонент на 125 Гц имеет амплитуду 19.91 нс. Амплитуда наблюдаемого джиттер в интерфейсе составила примерно 35 нс, показан график джиттера той части сигнала, где амплитуда имеет меньшее значение.

График 23 показывает спектр аналогового выхода первого тестируемого устройства с применением J-теста. Нобходимо отметить, что боковые полосы от джиттера точно следуют спектру интерфейсного джиттера, что означает восприимчивость тестируемого устройства к джиттеру данных в интерфейсе.

Вид каждой боковой полосы соответствует спектру интерфейсного джиттера предыдущей фигуры, так что можно сделать вывод, что нет фильтрации джиттера в этом диапазоне. Боковые полосы 125 Гц каждая примерно на 70 дБ ниже амплитуды основного тона (67 дБ если считать по парам). Это соответствует следующей амплитуде джиттера семплинга для указанной частоты: antilog ((104 - 67) / 20 ) /12 = 6 нс rms.

Соображения о слышимости

Итак, есть способ найти и измерить джиттер. Но как узнать, критичное ли количество джиттера? Документ, созданный Эриком Бенджамином и Бенджамином Гэнноном (документ 4826 с 105й Конвенции AES), описывает практические исследования, которые нашли нижный уровень джиттера, которые становится слышным - около 10 нс rms. Был проведен тест с сигналом 17 кГц высокого уровня. На музыке джиттер был незаметен, начиная с 20 нс rms и ниже.

Автор разработал модель слышимости джиттера на основе худшего случая единичного звукового тона с учетом эффекта маскировки (Джулиан Данн, "Пояснения к стандартам цифрового аудио интерфейса AES3, AES5, AES11", публикации с 10й Конференции AES). Выводы работы: "Теория маскирования говорит о том, что максимальное количество джиттера, которое не дает слышимого эффекта, зависит от спектра джиттера. На низких частотах этот уровень составляет более 100 нс, с резкой отсечкой, начиная со 100 Гц к нижнему пределу около 1 нс на 500 Гц, далее падение с наклоном 6 дБ/октаву приблизительно к 10 пс на 24 кГц, для систем, где звуковой сигнал находится на 120 дБ выше порога слышимости".

С точки зрения последних исследований, это может показаться лишней перестраховкой. Однако соображение о том, что джиттер семплинга ниже 100 Гц будет на 40 дБ менее слышен по сравнению с джиттером свыше 500 Гц - очень полезно при определении относительной значимости низкочастотного и высокочастотного джиттера семплинга.

 

 

Об авторе

Джулиан Данн (Julian Dunn) получил диплом по Астрономии и затем по Электронике в Лондонском Университете, где он заинтересовался обработкой сигналов. По окончанию учёбы в 1984 году он работал в конструкторском отделе BBC в Лондоне. Здесь он начал разрабатывать цифровое звуковое оборудование, частично работая на радио BBC, создавая прототипы для использования с новыми цифровыми магнитофонами, микшерными пультами и системами передачи.

После года работы в радио-обсерватории Маллард в Кембридже, Джулиан сотрудничал с Prism Sound в качестве консультанта, где он вернулся к разработке цифрового звукового оборудования. С 1998 года он основал компанию, Nanophon, занимающуюся цифровым аудио. Компания оказывала консультации по цифро-аналоговым конверторам, DSP и железу, цифровыми интерфейсам и технологиям восстановления клока.

Джулиан писал технические статьи для Конференций и Конвенций AES по различным темам цифрового аудио и был участником работы комитета по стандартам AES на цифровое аудио с 1991. Он руководил рабочей группой AES по цифровым интерфейсам, отвечающей за AES3, и был одним из лидеров команды IEC, перерабатывающей IEC60958 (AES/EBU, S/PDIF).

В свободное время Джулиан любил смотреть за игрой в крикет, путешествовать по Карибам и восстанавливать различное старое оборудование.

23 января 2003 года Джулиан умер от лейкемии, с которой мужественно боролся на протяжении предыдущих лет. Он был потрясающим коллегой по работе, любимым другом многих и бесценным самородком в мире цифрового аудио. Всем его очень не хватает.